（活动结束）【社区征文】- “TI电源和我的设计之路” 分享人人都有礼

TPS65251使用体会

无论哪种设计都离不开电源电路，随着设计复杂度的提高，一块电路板上会同时存在多种电源轨。在我们的产品当中，一块PCB板上有三到四种电源的情况很常见。原来做电源设计的时候考虑成本设计复杂度和电源具体要求，都会采用DCDC来实现各种不同的电压。这样板子就会有一大片空间用来安排不同的DCDC，还要考虑电源分割和相互干扰等问题。每次电源部分的修改都会十分小心。给我们的设计带来很大麻烦。

通过和TI支持人员的沟通，向我们推荐了TI的3通道DCDC芯片，TPS65251，很好的解决了我们的问题。首先，支持宽电压输入，输入电压范围可以从4.5V到18V，满足常用的5V和12V外接电源需求。同时，没路电源都能提供超大电流，最小支持2A，Buck1还能支持到3A甚至3.5A。完美的满足了各种不同主芯片对电流的需求。同时可调开关频率，方便设计和电感的选择，进一步减小板级尺寸。同时芯片还有良好的效率曲线。从图上可以看出来，在小电流情况下，效率也能有70左右。这一点在待机功耗要求越来越严格的情况下非常必要。

另外，芯片的设计也很简单，和普通DCDC一样，并且几路电源的干扰问题，由于芯片管脚的排布，可以很好的解决。下面是我们原来设计的电源部分，需要占用4×8cm的板级面积，而换用65251以后，板级面积可以缩小到3×3cm左右，减少了三分之二。

原来的设计

改用65251后的设计

同时，TI电源卓越的设计能力，在实际使用当中的电源纹波是非常小的。简单测试只有21mv左右

应该说65251是一款非常适合多电压，大电流的应用场合，能够有效的减小板级面积，同时具有良好的电源特性。

bq77910独有的保护特性

在该器件所针对的高功率电池组本身在应用中就要经受极大的挑战，比如极高的电流，而且要求放电电流大，充电电流小，负载本身与电池也要分离。还需要独立的充放电路径，这样可以根据所需大小选择适当的保护路径元件（MOSFET），从而减少成本。而在某些应用领域，比如电动车和UPS中，还需要快速的充放电转换。这些都对电池组的设计以及保护电路带来了极大的技术挑战。

bq77910 为了满足大功率应用需求，所以针对以上的要求都做了精心的设计。比如，通过配置，可支持具有 4 至 10 串电池单元的电池组工作，在 10 节配置下，最高输入电压为 50 V。它可预设安全阈值和时间延迟（在非易失性存储器中编程），以便与各种类型的锂离子电池系统匹配，可以支持LiCoO2、LiFePO4 以及 LiMn2O4 等锂电池类型。该器件可在电池组制造时编程，以后无需外部微控制器便可作为独立保护器工作。它可以直接驱动低侧 NMOS 功率FET，NMOS功率控制成本较低，而效率更高，特别是用于高压大电流应用。它的FET 配置很灵活，可根据需要选择不同大小的功率 FET（为充电和放电电流提供串行或分离式路径），可以为客户带来成本优势。

而一般同类的竞争器件都不集成保护性 FET 驱动电路、电流感测、温度传感，这就需要另外使用分立元器件来完成这些功能。bq77910的单芯片解决方案只需要外部功率 FET和无源组件，内部集成电流感测与温度传感功能并且采用内部 FET 实现电量平衡。无需外部平衡 FET，在必要时，也可采用外部 FET 实现更高电流的电量平衡。而大多数其它器件的电量平衡功能需要外部 FET 和外部微处理器来实现电量平衡管理。电量平衡功能为何那么重要呢？电池组内部不匹配的电池单元不能通过外部接触检测出来，而电池组内部单元不匹配就会造成电池寿命的极大降低，而且电量不平衡会随时间推移而逐渐加重，因为其中一个单元失效就会造成整个电池组的失效。而采用大量电池单元的电池系统由于温度渐变和电池单元在高放电速率下的自身发热，更容易出现不平衡状况。所以这个电量平衡功能对所有的电池组都非常重要。

锂电池由于近年来放电速率的提高，已经占领越来越多的市场份额，而锰酸锂以及磷酸铁锂电池的在电动车领域的应用已经开始商业化的进程，比亚迪就在自己的电动车使用了后者，显然锂电池已经是整个动力电池市场的大势所趋，而锂电池所必需的保护控制芯片则是一个潜力巨大的市场，相信会有更多的厂商进入这个市场，带来更加成熟的产品。

本人本着共同学习，参与为乐的态度，参加本次活动。由于初学开关电源，在发帖中不免存在不足之处，真诚希望大家指正！

       初学开关电源，记得我第一次做的是个有源PFC电路，经过收集资料，对比不同公司和不同实现方案，最后选择了TI公司的UC3854A作为PFC的控制芯片。首先利用TI官方提供的设计方法，对外围电路参数进行计算，外围电路如图1所示。

图1

后来对比uc3854A与UC33854的区别，发现芯片改进了一些地方，官方资料说的比较明显的地方是电压采样反馈输入电压的变化，UC3854A/B的直流电压采样输入为3V，不再是UC3854的直流电压采样输入7.5V。其余的地方就是一些性能上的和功耗上的改进，对整体电路的设计没有多大的变化。所以我按照此计算方法，设计好电路进行调试，控制回路如图2所示（这是最终版，是开的印刷版）。

图2

最后发现功率因数达到了0.99，但是设计目标是3kW，但实际调试到1kW左右输出电压就会被拉低到290V左右，即没有升压效果。换了电感电容还是没怎么改进效果。是在没办法就又回过头去重新读datasheet。发现UC3854A的资料上比较模糊的说明了一些乘法器输入电压方面的说明，但在几个地方说法不一致，后来我就把两种说法都试试看，最后发现电压不会降低了。一个地方说IAC脚电压为6V，但有个地方说明是0.5V,如图3所示不同，

图3

所以我就把这两种情况都试了一下，结果发现在设置为0.5V时效果是比较好了。功率因数达到了0.999，功率也可达到3kW左右。第一版调试实物图如图4所示。

图4

调试结果如图5所示：

图 5

电路输出纹波如图6所示：

由于公式比较多，在word中粘贴过来后公式编辑器的公式看不见，所以计算方法见附件。

        这就是我第一次做开关电源方面的东西，后来发现开关电源方面的知识是在太深奥了，我这里只是抛砖引玉的作用，很多东西都不懂，还需以后慢慢的学习，仅搞理论方面的知识是远不够的，还需理论结合实践，调试中才能学到更深刻的东西！

我接触TI的电源类的芯片的时间不长，不过有一款TI的电源芯片却让我记忆犹新，那就是我在设计一块DSP的板子的时候试图为了降低电源芯片的成本，而选择了像ams1117-3.3等芯片。这样成本确实降下来了，但随之而来的是电源的不稳定，管理电源的复杂。最郁闷的是频率开关转换使系统的功耗大大增加，没有好的电源管理芯片很难使之降低。TPS767d301中的可调电压调整期输出可以1.5-5.5vf范围内调整。非常适合像DSP这种有多种电压要求的处理器芯片，所以为了您的dsp系统的稳健，还是别像我一样为了省那么一点钱，而造成系统的不稳定。

 这张图是电源部分的电路，仅供大家参考！

       电源设计过程是一项充满艰辛的工作，要对复杂的电路有所理解，或许还要芯片厂商或经销商的支持。随着技术和产品的不断发展，诸如TI这样的大厂商的产品不断推陈出新，利用现有的一些工具，完成这项具有挑战性的工作已不再像以前那么困难了。

   电源设计通常被当作纯粹的硬件设计。随着客户的要求，为了得到高效的电源方案，设计人员需要为电源电路增加一些软件智能控制。例如检查电源路径开关选择的电源类型；在电池供电时，对不需要的电路减少供电电流；系统运行的应用类型、最低外设数量、最慢时钟频率等。

   所以，我们的日常设计中要根据情况利用软件控制等方法，来提高电源性能，提升应用效果。

1、 大家好：最近在高度一款UC2854跟UC3875做的移相全桥电源，下面来分享下我调试整个电源的步骤及在整个调试过程跟遇到的一些问题（原创）

1调试PFC芯片，我们在没有通强电之前（在焊后好样机进入调试测试参数之前），首先取消芯片ACTJ信号，我们会在调试UC2854会直接加上VCC用示波器来观察驱动的输出波是否正常来判断电路，可是在调试过程中我却发现有些芯片加上VCC就直接有输出而有些则没有输出？我的解决方法是用镊子去碰UC2854的5脚此时没有驱动输出的芯片才会有输出，当时以为芯片损坏，芯片某个引脚用金属碰触会有脉冲输出，也遇到过有的芯片无输出。功率因素芯片无法看缓启动。只能看有无输出驱动，波形是否正常。具体电路图如：

2、 实测试波形如：

3、调试全桥芯片，可以和上步骤同时供电，观察每一路是否有驱动，可用双踪同时看单变压器的输出是否有移相的过程。最简单的是，突然上辅助，测量变压器次级微小的感应电压波形，看有没有脉宽由小变大的过程。

4、 以上过程均不接入高压功率电路。

5、 若以上过程均正常，进入下一步通电上缓加高压高度PFC，调试PFC时关闭移相的VCC，是移相电源不工作，待PFC确认正常后在关闭PFC 芯片的VCC ，调试移相部分，同样是缓冲加压，（此时最后是使用独立电源供电调试），都OK后考虑连调，最终电源调试OK。移相的只加VCC波形如：

可以看到移相的过程。判断OK。以上是整个电源的调试过程。最后需要测试相关的波形来观察电路是工作正常。适当的加满载进行测试老化。

6、 整个调试过程结束。希望以上布置可以帮且到一些正在做大功率电源的初学者。

7.调试完成后看初次级电流波形：

使用UCC28070交错并联PFC的一些体会，与同仁们分享。

1   Dmax：在D可调节的范围内，电感电流IL可以跟随输入电压的变化。若Dmax较小，当输入电压到谷底时，D试图到最大以维持PFC输出Vo，但受Dmax限制，IL将不能跟随输入电压，负载重时更明显，表现为UCC28070的CAO端出现“兔耳朵”，影响电流环的稳定，所以Dmax要尽量大。设DMAX=0.99，RDMX=RRTX(2DMAX-1)=110k。

2   电流采样：由于PFC电感电流小时仍希望能检测到以便电流跟踪电压，而且此时占空比D最大，所以要求电流互感器检测小电流的能力强，同时要快速磁芯复位，措施：用导磁率高的磁环，减小磁化电流并使耦合好；采用RC复位加快磁芯复位速度，Cres的耐压>100V。

 3   电感电流下降沿的合成：此功能在UCC28070的datasheet中未详细说明，下面是本人的一些理解。如图，芯片内部有100pF的电容，ton时，电流互感器检测的电流信号Vcs加到电容上，由于电容小，对Vcs不会有什么影响；toff时，流过合成电阻上的电流I给C放电，模拟电流下降沿。

4  小信号分析及补偿网络设计： datasheet中罗列了一大堆公式来计算PFC的零极点和补偿网络参数，本人用仿真也能得到同样的结果，但过程简单明了。

4.1  电流环的仿真，仿真电路如下：

仿真结果对照如下：

仿真结果：fc=20Hz，φm=39。EVM结果：fc=20Hz，φm=39

在频率低于300Hz后，仿真与EVM有差别，原因是EVM使用的BOOST功率部分的频域模型在低频段不准确。

4.2  电压环的仿真，仿真电路及结果如下：

仿真结果：fc=18Hz，φm=40。EVM结果：fc=9Hz，φm=60

5  UCC28070的时域仿真：

电流互感器出来的波形如下，可见，仿真与实测的结果还是比较相似的。

下面是芯片内部电感电流的合成波形，即运放CA1、CA2的输入波形，实测是测不到的，看看仿真结果吧。

就是这些，希望对大家的设计有帮助。我的联系：dpcgh@sina.com

使用TI 3842 设计心得：

  一般大家使用3842做开关电源的驱动时,都是在3842的1、2角之间加RC网络及其光耦、TL431等作为电源的反馈控制回路.大家都知道3842的2脚是其内部放大器的反向输入端,1脚是放大器的输出端.这也是一种习惯用法。

   我在使用3842时并不是这样的,而是不用此内部放大器.我一般是从3842的8脚(基准电压脚)拉一个1K~2K的1/4W电阻到1脚,2脚直接接地,略过期内部的放大器,用1脚做反馈.这样一般不用反馈的高压端加RC网络。

   我们都知道放大器用作信号传输时都有它的传输时间,并不是输出与输入同时建立.直接从1脚做反馈的好处是:不用3842的内部放大器,从而把反馈信号的传输缩短了一个放大器的传输时间,使电源的动态响应更快。

关于TI 3842设计时电路的保护心得

用UC3842做的开关电源的典型电路是用于过载和短路保护,一般是通过在开关管的源极串一个电阻(R4),把电流信号送到3842的第3脚来实现保护。当电源过载时,3842保护动作,使占空比减小,输出电压降低,3842的供电电压 Vaux也跟着降低,当低到3842不能工作时,整个电路关闭,然后靠R1、R2开始下一次启动过程，这被称为“打嗝”式(hiccup)保护。

在这种保护状态下,电源只工作几个开关周期,然后进入很长时间(几百ms到几s)的启动过程,平均功率很低,即使长时间输出短路也不会导致电源的损坏。由于漏感等原因,有的开关电源在每个开关周期有很大的开关尖峰,即使在占空比很小时,辅助电压Vaux也不能降到足够低,所以一般在辅助电源的整流二极管上串一个电阻(R3),它和C1形成RC滤波,滤掉开通瞬间的尖峰。仔细调整这个电阻的数值,一般都可以达到满意的保护，使用这个电路,必须注意选取比较低的辅助电压Vaux,对3842一般为13~15V,使电路容易保护。

关于使用NS LM2678进行电源设计的心得

我曾经使用NS lm2678-5设计的固定输出和可调输出两种工作模式下的电路的设计，其实也是很简单的，只是合理的使用O欧电阻或者是焊接触点来实现不同工作模式的转化。我个人认为这是一个研发人员对于自己的新的产品看法应该有的能力，合理的使用所选择的芯片功能，在研发阶段将许多的问题想到。

LM2678系列产品具有过热保护和限流短路保护功能。它的输出电压精度优于±2％。由于电压转换器的内部由少量的元器件组成，并采用了高频振荡技术，使得该芯片的体积小、速率高、功能强。在DC/DC电源设计中，选用LM2678单片集成电路可以大大简化设计步骤和减少外围元器件的个数。它的各引脚定义说明如下：　　　

       引脚1——电压输出端。

　　引脚2——电源电压输入端。它除了对负载提供能量外，也为LM2678的内部电路系统提供偏压，输入电压在8V～40V之间。

　　引脚3——升压电容端，一般使用情况下此电容值为0.01μF。

　　引脚4——接地。

　　引脚5——空脚。

　　引脚6——反馈端。反馈电压输入到双向高增益放大器，用于驱动PWM控制器。对于固定电压输出（3.3V、5V、12V输出），将引脚6接到输出端。对于可调电压输出，需接两个外部电阻器以控制直流输出电压。

　　引脚7——电源输出控制端，此引脚连接到地或任何一个低于0.8V的电源，则可完全关断电源输出，关断时，电流仅为50μA。当它接高电平时，电压不能超过6V，此时电源有电压输出。不需要做开关控制时，该引脚悬空。

关于DC/DC升压芯片：TPS40210

大二的时候参加电子设计大赛，集训的时候老师布置了一个题目：程控单相交流电压源。当时要求的全桥供电部分要达到60V，但是手头和以前了解的升压芯片都不能达到要求，大多的升压芯片的上限不是30V就是40V，不得已上TI的官网，进行期间的查询，在电源管理中按条件输入搜索芯片，很欣慰的是搜索结果中有符合我们设计要求的芯片：TPS40210.

TPS40210是宽输入电压（4.5-52V）电流模式异步升压控制器。具有可编程软启动特性，带自动重启的过流保护和可编程的振荡频率。广泛应用于LED照明，工业控制系统以及以电池为能源的系统。

找到它的芯片资料： 

-

看完了它的资料简介，我们就要根据我们的需求来设计电路了，TPS40210的PDF上给出了它的基本应用电路：

很快第二版也出来了，但是我们天真的以为根据上面的参数设计出来，电路就基本能达到我们的要求，在升压方面TPS40210确实达到了我们的要求，一切都很顺利，但是在接下来的接负载测试的时候我们都失望了，根本没法带负载，一接上负载电压就一直掉。我们都陷入了困境，按照上面的参数没错啊，一直找原因，翻资料，检查是哪里出了问题，后面经过和PDF上的电路对比我们找到了问题的所在：

TI电源和我的设计之路  之  2812电源处理

一.问题的引出：

现在用的TPS767D301虽然是TI推荐的芯片，如下图所示：

但是个别工程师说发现以前他们设计完的电路板中的TPS767D301温度太高，能否用3.3和1.8两个单独的电源芯片分别给2812供电。优点是1温度可以降低，因为散热面积的加大。2供电电路简单，容易实现，成本较低。这种电路存在的一个问题就是没有上电顺序的处理。因为从TI  2812 的datasheet上说需要有power sequencing。

从这段话看上电顺序主要是为了确保模块正常的复位 （是不是影响芯片寿命？上面没说。）

其他的中文书上对于上电顺序的介绍，说的比较模糊。

为了实际验证同时上电对DSP是不是影响芯片寿命？我做了一个试验

二. 试验

1085-3.3和1085-adj两个单独的电源芯片分别给2812供电3.3和1.8。输入同时上电。如下图

301被焊掉，

三.单独供电试验

3.1温升测试

1085-3.3 芯片的温升5度（2分钟稳定）

1085-ADJ芯片的温升17度（3分钟稳定）结论是1.8v的温升较高，3.3v由于单板试验温升不高。

3.2上电断电试验

      反复的上电，断电，次数为100次，DSP依然正常工作。

四.设计

个人认为上电顺序主要是为了确保模块正常的复位，可能是个概率事件。

为了谨慎起见，还是采用

五设计后测量301

301温升   19度（3分种后稳定）

（301的额定温度范围：-40~+125℃。电流范围：每路最大输出1A。）

六.总结

发现TPS767D301温度太高的原因，可能与原理图与PCB设计有关。

如果有人问你；UC3842里的反馈运放的输入/反馈电阻如何取，如果再加句为啥的时候。我相信看到此贴的新手；大多回答不上来。同样；这也是我二十年前的疑惑。

关于误差放大器；翻开任何一本模拟电子学教科书；满是比例/积分等的RC/R等关系。同样的应用；为啥有的1k：有的10k？没有答案！是运放带载能力所限？翻看这类误差放大器参数；输出摆幅不大，频带也没特殊要求。翻遍实例；取值却千差万别。为此；我拜访过老师和IC设计师，没有答复。

说来也是机缘，有次；我无意中发现同事桌上有本厚厚的深蓝色书，虽然蒙着厚厚的灰；特别的颜色荏苒引起了我的注意。一本国半的《运算放大器应用指南》，一本被遗忘了数年；被用来垫绘图板的旧书。拭去尘埃；这个中文版的手册封面有八成新；偶然邹起的封里；嵌着灰道。出于爱好和兴趣，随意翻了起来。里面的内页像刚印出一样洁净。看样子；原主人基本没翻过。。。呵呵

在这里；我寻到了答案。更发现了NS工程师是如何考虑问题及分析失效方法。。。

如果说；大学让我知道了运放和PI调节器，这本书让我认识了运放和误差放大器——虽然它只是电源IC内的一小部分。它也将我由此从教科书式的使用者变成了真正的工程师。二十多年了；随着更换工作单位，这本宝典早已丢失，可它的思想却成为工程设计的潜意识。。。

1. 综述

TPS54386是一种Buck型的双输出非同步转换器。它的开关频率为600KHz，使外部的滤波电容和电感可以采用小容量的元件。根据芯片数据手册可得它的输入电压范围可以为4.5V～28V，输出电压范围为0.8V～0.9Vin。输出电流能力最大可达到3A。但是从测试中发现，通道2的最大输入电压不能超过6.2V。当通道2输入电压超过6.2V时，通道2不能输出大电流，否则芯片会进入循环软启动的状态。因此推荐输入电压范围为4.7V～6V。根据测试发现当两个通道输出电流同时超过2A后，芯片会进入热保护状态。因此推荐输出电流不超过2A。两个通道输出可以配置成独立的输出，也可以配置成按照一定顺序输出。

2. 芯片实测

2.1 测试电路

TPS54386芯片测试电路原理图如图 2.1所示。根据数据手册所说，它的输入电压范围为8～28V，最大输出电流可达3A。该电路的两个通道相互独立，通道1用于输出5V稳定电压，而通道2用于输出3.3V电压。为了降低开关输出端的过冲，可以采用RC串联网络连接到开关输出端与地之间。但是这样做也有一个弊端，会降低系统的瞬态响应，因此使用一个10Ω的小电阻和一个470pF的小电容，既降低了开关输出端的过冲，瞬态响应也不会明显变差。由于内部具有补偿网络，因此可以采用具有大容量的钽电容。为了闭环网络的稳定性，采用了一个RC滞后网络。

2.2 测试结果

2.2.1 测试结果概览

图 2.1所示开关电源电路的PCB板名称为MI_POWER_1000 V1.00。对该电路的通道1各种技术指标进行测试，测试结果综合在表 2.1中，详细测试结果见2.2.2小节。由于通道2输出不正常，因此测试不能正常进行，通道2出现的问题见2.2.3小节。

表 2.1  通道1测试结果

测试项目 测试条件 最小值 典型值 最大值 单位

输入电压范围 8 12 28 V

输出整定电压 Vin＝12V 4.82 V

Iout＝1.5A

效率 Vin＝12V 0 86.1 86.6 %

                                                                        续上表

测试项目 测试条件 最小值 典型值 最大值 单位

电压调整率 8V≤Vin≤28V 0.2 %

Iout＝1.5mA

负载调整率 Vin=12V 0.8 %

0A≤Iout≤3A

短路保护 输出端短接 有 －

空载功耗 Vin＝12V 360 mW

Iout＝0mA

过流保护 Vin＝12V 有 －

Iout＝3.5A

输出纹波 Vin＝12V 16.8 mVp-p

Iout＝1.5A

20MHz带宽

输出噪声 Vin＝12V 45.6 mVp-p

Iout＝1.5A

2.2.2 通道1详细测试结果

分别在输入端加上不同的电压，在通道1输出端加上不同的负载，通道2输出空载，对输入电流和输出电压进行测量，测试数据如表 2.2所示。

表 2.2  通道1电压、电流测量结果

输入电压(V) 输入电流(A) 输出电压(V) 输出电流(A)

12 0.03 4.86 0

12 0.7 4.82 1.5

12 1.45 4.78 3

8 1.04 4.83 1.5

28 0.32 4.82 1.5

下面对通道1的技术指标进行详细介绍：

1). 输出整定电压

在输入端接12V额定输入电压，输出端连接上1.5A负载，对输出电压进行测量。测量结果参考表 2.2。从表中数据看出，其输出整定电压为4.82V。

2). 效率

在输入端接12V额定输入电压，输出端负载从0％变化到100％满负载，对输入电流和输出电压进行测量，测量结果如表 2.3所示。根据表 2.3所示结果，绘制效率-负载特性曲线，如图 2.2所示。

表 2.3  通道1效率测量

输入电流(A) 输出电压(V) 输出电流(A) 效率(%)

0.03 4.86 0 0.0

0.13 4.84 0.25 77.6

                                                      续上表

输入电流(A) 输出电压(V) 输出电流(A) 效率(%)

0.24 4.84 0.5 84.0

0.36 4.83 0.75 83.9

0.47 4.83 1 85.6

0.58 4.82 1.25 86.6

0.7 4.82 1.5 86.1

0.82 4.81 1.75 85.5

0.94 4.8 2 85.1

1.06 4.8 2.25 84.9

1.19 4.8 2.5 84.0

1.32 4.79 2.75 83.2

1.45 4.78 3 82.4

3). 电压调整率

在通道1输出端接1.5A额定负载，输入端电压从8V变化到28V，测量输出电压，测量数据参考表 2.2。通过输出电压，可计算出通道1的电压调整率。电压调整率的计算公式为

其中Vo为输出整定电压。代入数据，得到电压调整率Kv＝0.2％。

4). 负载调整率

在通道1输入端接12V额定输入电压，输出端负载从0％变化到100％满负载，测量输出电压，测量数据参考表 2.3。负载调整率的计算公式为

其中Vo为输出整定电压。通过表 2.3中数据可得出ΔVo(max)＝0.04，由此可知负载调整率为0.8％。

5). 短路保护

将输出端短接，过一段时间后断开。对输出电压进行测试，输出电压正常，可知该芯片具有短路保护功能。

6). 空载功耗

参考表 2.2，可得出当输入电压为12V，输出电流为0A时，输入电流为0.03A。由此可知，空载功耗为360mW。

7). 过流保护

当输出电流为3.5A时，输出电压会不稳定，有时几乎为0V，而有时会达到4.8V，由此可知芯片进入了过流保护状态。因此该芯片具有过流保护功能。

8). 输出纹波

由于开关电源中的开关不停地断开与闭合，而理想的低通滤波器又不能实现，因此在输出端会出现一个频率与开关频率相同的纹波。纹波是不可避免的，但是可以减少。将示波器耦合方式设置为交流耦合，并打开20MHz带宽限制，用探头上的接地环接触输出端，观察＋12额定输入，输出为50％满负载时的输出波形，得到如图 2.3所示波形。从图中可以看出纹波电压的峰峰值为16.8mV。

9). 输出噪声

由于开关管在导通与截止时有一个上升时间和下降时间，这样就会在电路中出现一个与开关管上升下降时间的频率相同的噪声。同样，二极管在反向恢复瞬间，其等效电路为电阻、电容与电感的串联，会引起谐振，也会产生一个幅度较大的噪声。将示波器耦合方式设置为交流耦合，关闭带宽限制，用探头上的接地环接触输出端，观察＋12额定输入，输出为50％满负载时的输出波形，得到如图 2.4所示波形。从图中可以读出输出噪声的峰峰值为45.6mV。

10). 开关机特性

按要求在输入端接上12V额定电压，输出端接上50％满负载，用示波器观察可得到系统的开机时间、开机过冲、关机时间和开机输入电流。

将示波器触发方式设置为单次，触发沿设为下降沿，在输入端加入电压，可以看到TPS54386开机瞬间输出端的波形，波形如图 2.5所示。从图中可以看出开机时间约为13.5ms，开机过冲约为0.2V。由于内部具有过压保护电路，因此输出电压出现较大过冲时，开关管关闭，输出电压下降。之后由于开关管打开，输出电压又开始慢慢升高到额定值。

将示波器触发方式设置为单次，触发沿设为上升沿，断开输入端时可以看到TPS54386关机瞬间输出端的波形，波形如图 2.6所示。从图中可以看出系统关机时间约为900ms。

在输入端串联一个0.5Ω的功率电阻，将示波器触发方式设置为单次，触发沿设为上升沿，测出功率电阻两端的电压变化波形，从而间接得出开机瞬间的输入电流情况。功率电阻两端的电压波形如图 2.7所示。从图中可以看出功率电阻两端最大电压可达10.7V，因此可以计算出开机瞬间输入电流最大值为21.4A。

2.2.3 通道2详细测试结果

在测试通道2时，发现通道2输出不正常，初步分析确定为芯片问题，有可能是两个通道同时工作时，芯片内部电路相互干扰，导致芯片输出错误。出现的问题综合如下：

1）、当通道1空载时，通道2最大输出电流为680mA。将反馈网络中的电容C20更换成1.8nF的电容后，能输出710mA的电流。去掉电容C20后，最大输出电流为780mA左右。将电容C20去掉，将一个270pF的电容与R14并联，最大输出电流为450mA。因此可以得出滞后反馈网络对输出影响不大，但反馈网络采用超前网络时，输出电流能力会降低。

2）、将电感L3更换成300μH，通道1仍然空载，发现通道2的最大输出电流为800mA左右。更换成6.8μH后，用同样的方式测试，通道2最大输出电流只能达到500mA左右。由此可知电感量的大小选择是正确的。

3）、将通道1使能端拉高，使通道1不输出，发现通道2最大输出电流可以达到2.5A左右。反复上电，发现输出有时候也会不正常，不正常的概率为10％。

4）、当在通道1上连接40Ω负载后，通道2最大输出电流可以达到2A。在输出稳定后，断开通道1的负载，通道2仍然输出正常。

5）、当输出不正常时，通道2的电感会发出吱吱的叫声。

6）、当两个通道都空载时，用示波器观察两个通道开关输出端的波形，得到如图 2.8所示波形。其中示波器通道1输入的波形为TPS54386芯片的SW1引脚上的电压波形，示波器通道2输入的波形为TPS54386芯片的SW2引脚上的电压波形。从波形中可以看出在空载时，通道2的PWM波形已经不正常了。

7）、通道1空载时，将通道2调至不正常，用示波器观察两个通道的开关输出端波形，发现两个通道的PWM波形有时是占空比一定的方波，有时没有PWM脉冲输出。通道1的开关输出端没有出现空载时的脉冲忽略情况。

8）、当通道1空载时，通道2输出电流增大，这会使通道1输出电压也增大，通道1的电压从4.89V增大到5.14V。但反过来，通道2的电压变化不大，只变化0.01V。

9）、当不正常时，用示波器观察通道2输出端波形，发现输出端波形为锯齿波。锯齿波的周期约为2ms，最大值约为2V。由此可知芯片已进入循环软启动状态。

10）、当用一块铁板将两个电感隔开，两个通道的特性几乎不变。由此可以排除电感漏磁的影响。

11）、将电容C13、C23换成10μF的陶瓷电容，最大输出电流基本无变化。说明输出电容选择无误。

12）、当将输入电压降低至6.2V以下后，通道2能够输出3A的电流。但由于占空比不够大，导致输出电流的能力不强。

综合以上原因，可得出该芯片的PVDD2引脚上的电压不能大于6.2V，否则通道2不能输出3A的电流。造成此现象的原因不明。

3. 应用建议

为了能够将此芯片得到合理的应用，可以将此芯片运用于＋5V转换成＋3.3V和＋1.8V的场合。电路图如图 3.1所示。在该电路中，通道1与通道2的元器件不能互换。否则通道1就不能输出大电流，具体原因不明。

对图 3.1所示电路的两个通道分别进行测试，测试得出的性能参数如表 3.1和表 3.2所示。

表 3.1  3.3V端性能参数

测试项目 测试条件 最小值 典型值 最大值 单位

输入电压范围 4.7 5 6 V

输出整定电压 Vin＝5V 3.253 V

Iout＝1A

效率 Vin＝5V 0 85.6 89.0 %

电压调整率 4.7 V≤Vin≤6V 0.3 %

Iout＝1A

负载调整率 Vin=5V 1.5 %

0A≤Iout≤2A

短路保护 输出端短接 有 －

空载功耗 Vin＝5V 50 mW

Iout＝0A

输出纹波 Vin＝5V 18 mVp-p

Iout＝1A

20MHz带宽

输出噪声 Vin＝5V 97.6 mVp-p

Iout＝1A

表 3.2  1.8V端性能参数

测试项目 测试条件 最小值 典型值 最大值 单位

输入电压范围 4.7 5 6 V

输出整定电压 Vin＝5V 1.79 V

Iout＝1A

效率 Vin＝5V 0 81.6 86.7 %

电压调整率 4.7V≤Vin≤6V 0.3 %

Iout＝1A

负载调整率 Vin=5V 2.2 %

0A≤Iout≤2A

短路保护 输出端短接 有 －

空载功耗 Vin＝5V 50 mW

Iout＝0A

输出纹波 Vin＝5V 15 mVp-p

Iout＝1A

20MHz带宽

输出噪声 Vin＝5V 57.6 mVp-p

Iout＝1A

两个通道输出端的开关噪声波形如图 3.2所示，从图中可以看出开关噪声的频率很高，因此对滤波器的元器件要求较高。由于普通的电感和电容性能不能达到要求，造成滤波效果不明显，因此该电源只适合于数字电路和对噪声要求不严的模拟电路中。

4. 总结

TPS54386芯片是一种双通道非同步降压型DC/DC转换器。根据测试发现，芯片的PVDD2引脚上的电压不能超过6.2V，否则通道2不能输出大电流，因此该芯片只适合于通道2输入电压低于6.2V的电路中。由于芯片的开关噪声频率很高，普通的无源元件难以滤除，所以该芯片只适合于数字电路或对噪声要求不严的模拟电路中。另外，通道1的输出电压必须小于其输入电压的50％，否则通道1不能输出大电流。

采用TI公司的TPS65130设计了一个+5V转正负15V的模块。但是等做完板子之后发现输出不对，其中正向输出才3.6V左右，负向输出才-1.3V左右，请问这是什么原因造成的。其中电路设计时参考的PDF给的典型电路，部分参数是通过文献给的计算公式计算而得。由于买不到TI公司推荐的肖特基二极管，所以选用的IN4001，电感只是取得4.7uH的电感，也未用推荐的型号。经测试，输入+5V电压正常。此芯片正端输出是一个BOOST电路结构，负端输出是一个BUCK-BOOST电路结构。其反馈参数主要是由R1、R2、R3、R4来决定，当然，电感的参数也不能忽视，其电感参数选择公式中就可以体现，续流二极管要选用肖特基二极管，不然会影响到你的带载，甚至于空载工作不稳定。这几个关键参数是不可以随便乱用的，认真按照标准资料提供的计算方式进行确认，并选用合适的参数。后来查看电感两端发现了问题不过这只有重新做设计才能解决的。

TPS543×使用体会

        总体感觉TPS543×系列芯片效率高、输出电流大、散热效果也很不错。最初接触TPS5430开关电源芯片是在2011年电子设计大赛，当时选择A题开关电源并联分流的题目。一提到开关电源芯片，当时想到的是LM2576系列的芯片，但经过测试发现很多指标均不理想，当时就想着换一种芯片设计，在TI社区看到TPS5430的芯片，并且实验室也有TI提供的样片。刚开始看着这种封装的芯片，很难想象可以输出3A的峰值电流，并且对其散热也不怎么看好。但经过测试，发现该芯片效率竟然可以达到85%，经过处理后，散热也得到了很好的解决，最终用TPS5430参加了2011年电子设计大赛。

       在去年12月份，应邀参加TI组织的冬令营。本次冬令营真的让我学到了很多东西，对TI产品的性能也有了更深入的了解。当时有个小的比赛，我们组也是选择做电源的题目：采用lauchpad作为控制器，制作一个高效率DCDC开关电源。Lauchpad控制器简单实用自不必说，电源芯片我们也考虑了TPS5430，但其最低输出电压达不到要求，我们改用了TPS54331. 其性能同样优越，在测评后的经验交流会上，TPS54331展现出来的高性能真是让人大开眼界。夺得本组特等奖的队伍把TPS54331的高性能发挥的淋漓尽致。不仅效率达到85%以上，纹波也控制的很小。输出电流可以保证在2.5A以上保持稳定，并且长时间工作芯片不会很烫。

       在平时设计中，也经常会用到TI的电源芯片，性能好，也容易申请的测试的样片。在设计的时候习惯了查阅黄征老师编写的器件选型，也习惯了到TI社区去找合适的芯片。

要说和TI电源的第一次亲密接触，还得从UNITRODE开始说。相信大部分电源领域的人，开始做电源都是从UC3842系列开始的。3842伴随着多少人的电源生涯，直到今天，我还固执的认为3842系列是最好用的产品之一。当然也少不了TL494和3525，这些功能单一的产品让大家更快的了解开关电源的工作过程，工作状态。在1999年（大概是这个年份），TI一举收购UNITRODE,可谓是强强联手，众望所归，TI从此变为电源界的大佬.目前TI发力在LED控制IC方面的研发，才是体现出TI本身的实力的时候，TPS92020，UCC28810都是非常好用的芯片，在电源方面的产品线也是越做越广，包括驱动，MOS，LDO等方面都给了我们更多更广的选择，特别今年TI在中国加大力度，与各个大网站联合推出各种活动，作为我们电源工程师，也受益不少，感谢TI，支持TI.

使用UC3842设计可调稳压电源，

交流输入后通过整流滤波得到直流电压，经过LM317后获得16.5V的直流电压，作为UC3842芯片的启动电压。芯片启动后通过脉宽调制控制功率管的开关从而实现稳压输出。控制电路的核心是UC3842，其后级的高速开关功率管要求满足一定的耐压值和足够大的额定电流。这里可以选用IRF540，其耐压值高达100V，额定电流可以达到33A。高频变压器的升压系数为1.2，采用双桥间距为0.3mm的铁氧铁芯，由直径0.65mm的铜丝绕制而成。高频变压器出来的脉动直流电压，先通过二极管整理，再通过3个50V/3300μF的电解电容，和由一个33μH电感和2个104的电容构成∏型滤波器进行滤波后输出。其UC3842电路如图。

UC3842的工作频率由4脚和8脚间的RT和CT决定的。其内部的振荡频率最高可达500kHz。在本系统中RT和CT分别选用了10kΩ和0.045μF可以计算得其工作频率约为40kHz，符合开关电源的要求。在UC3842的2脚处接上一个10kΩ的电位器，通过调节电位器的阻值改变反馈电压，使脉宽的占空比发生变化，从而可以实现输出电压30～36V的连续可调变化

  利用TPS61160做3V-18VDC输入，13V输出，驱动4串12并总48颗总360MA的LED功率到3.8W就没法继续增加的疑问。

按理论TPS61160做4串12并总48颗总360MA的LED，每棵灯珠0.09W,48x0.09=4.32W,符合IC的技术参数，但是为什么这个板子功率到3.8W就没法继续增加，根本没有超过800MA的电流；是否TPS61160有个输入电流限制值400ma，超过这个值就锁死保护了；没法超额运行。

数字化Delta型UPS的研究与设计

摘要：本文通过DSP和ARM相结合的方式实现了Delta型UPS的全数字化。首先，简要介绍了Delta型UPS的组成和特点，对其工作原理进行了详细的分析。其次，对Delta变换器和主变换器的控制策略进行研究，通过DSP TMS320F2812实现控制算法，通过ARM S3C2440实现网络通信，人机交互，并利用PSIM仿真软件建立仿真模型。最后，搭建硬件实验平台对Delta型UPS进行实验，进一步论证了所选控制方法的正确性和Delta型UPS的卓越性能。  

关键词：Delta逆变技术；不间断电源；Delta变换器；主变换器

随着国家经济的迅猛发展，各种各样用电负载的增加对电网的压力越来越大。非线性负载、冲击性负载、波动性负载在工业现场中的广泛应用使电网中存在的问题越来越多，越来越复杂。与此同时各种复杂和精密的用电设备对电能质量的要求也越来越高。不间断供电电源(UPS)具有稳压、稳频、抗干扰、防止浪涌等功能，在电网停止供电时，可对负载进行短时供电[1]。因此，UPS日益成为重要负载设备不可或缺的配套设施。同时随着微型计算机技术，嵌入式技术的快速发展，使得UPS的数字化、智能化、网络化得以实现。通过不断改进UPS的算法使得UPS的性能越来越高，与现有UPS相比，Delta型UPS克服了其损耗大、工作效率低、稳定性差等缺点，使各项性能指标均得到了前所未有的提高。因此，Delta型UPS具有很大的市场价值与理论研究意义。

1 Delta型UPS的工作原理

Delta型UPS主要是由串联补偿变压器、Delta变换器、主变换器、主静态开关、旁路静态开关和蓄电池组等部分组成[2]。其电路结构图如图1所示。

图1 Delta型UPS电路结构图

Delta型UPS具有以下优点：整机效率高，功率余量大，可双向四象限工作，对市电电压波动值进行正负补偿，可输出高性能指标的交流电源。

   Delta型UPS共有三条供电通道向用户的负载供电，如图2所示：

(a)市电供电正常时  (b)市电供电不正常时

图2 Delta型UPS工作原理图

(1)主供电通道：市电电源→主静态开关→串联补偿变压器→负载；

    市电供电正常时：当市电电压在380V±15%范围内波动时，如图2(a)所示。不稳定的市电电源经主供电通道向用户负载供电。同时，输出电压通过Delta变换器对补偿变压器进行负反馈调节，使Delta型UPS输出的电压精度在±1%的范围内。

(2)主变换器供电通道：蓄电池组→主变换器→负载；

    市电供电不正常时：当市电输入的电压波动超过±15%时，如图2(b)所示。主变换器在蓄电池组提供的直流能量下，以逆变器的形式向用户负载供电。

(3)交流旁路供电通道：市电电源→旁路静态开关→负载；

    交流旁路供电状态：当Delta型UPS在运行过程中遇到输出过载或输出短路、主变换器或Delta变换器故障、温升过高等情况之一时[3]，主静态开关关断，无论市电供电正常与否，市电电源将直接经旁路送到用户的负载上。

2 Delta型UPS的控制策略

    Delta变换器和主变换器都使用了SPWM技术和基于DQ坐标变换的指令信

号检测方法。Delta变换器选择直接电流反馈的控制方法，主变换器选择波形瞬时值比较的控制方法。

3.1 Delta变换器的控制方法

当负载侧含有非线性负载时，负载电流将滞后于市电电压并产生畸变[4]。负载电流iL由基波有功电流ip，基波无功电流iq和谐波电流ih组成(iL=ip+iq+ih)。

将Delta变换器受控为相位和幅值均可调的正弦电流源，引入负载电流和蓄电池电压反馈量作为Delta变换器的控制信号。前者用来消除市电输入电流中的无功与谐波分量，使市电输出电流与市电电压同相位[5]。后者是由蓄电池电压通过与其基准电压进行比较后产生的，用来确定Delta变换器对主电路补偿电压的幅值和极性，控制市电电压波动的补偿，使市电输入功率与负载所需功率达到平衡。

   图3 Delta变换器控制框图

如图3所示，UPS系统将检测到的负载电流经(ABC/DQ)坐标变换和低通滤波器得到反映基波有功电流id，无功电流iq和零序及不对称电流io。切断iq,再经过DQ反变换，从负载电流中除去分离出的基波有功电流，得到仅包含无功电流、零序电流和不对称电流的调制波指令信号，分别与三角波载波比较后得便到Delta变换器的PWM开关信号。

3.2 主变换器的控制方法

主变换器作为一个正弦交流电压源为负载提供正弦电压和无功电流，用来控制负载上的电压为稳定纯净的正弦波电压，与Delta变换器一起完成对市电电压波动和谐波的补偿，当负载为感性或非线性负载时，向负载提供无功与谐波电流；当市电掉电时，向负载提供100%的功率[6]。

图4 负载电压补偿指令信号检出电路图

主变换器采用波形瞬时值比较法来检测负载电压的波动和谐波。三相基波正弦电压Uar、Ubr、Ucr经DQ坐标变换和低通滤波器滤除谐波分量后，得到基波有功分量Udr、无功分量Uqr和零序分量Uor，与经DQ变换后的负载电压进行如图4所示的运算后，便得到了SPWM调制波指令信号的方程为：

式中：K为负载电压UL和基准正弦电压UR检测变压器的变比。

当负载电压高于标准电压时，主变换器吸收功率，工作在整流状态，进行负补偿。负载电压低于标准电压时，主变换器输出功率，工作在逆变状态[7]。

3 系统硬件设计

    为了提高系统的人性化设计，提高人机交互和通信的能力，本文采取DSP和ARM相结合的方式实现了Delta型UPS的全数字化。DSP控制两个变换器协调工作，完成预定的算法。ARM完成UPS的通信和人机交互任务。

4.1 主电路设计

本文设计的Delta型UPS采用三相三线制。系统指标为输出电压为220/380V，50Hz输出额定容量为10kVA，主电路如图5所示。

(1) Delta变换器：由三相IGBT半桥电路组成，具有双四象限工作特性，以SPWM方式工作，对电网电压基波偏差和谐波进行补偿。

(2) 主变换器：同样由三相IGBT半桥电路组成，具有双四象限工作特性，以SPWM方式工作，并联在UPS的输出端。

(3) 蓄电池组：由两组电池串联供电，为UPS提供持续的能量。

(4) 静态开关：静态开关由晶闸管组成，由DSP对其进行控制。主静态开关用于连接市电和UPS输入，旁路静态开关用于市电和UPS输出的切换，手动开关用于维修调试。

图5 Delta型UPS主电路图

4.2 控制电路设计

    本文采用TMS320F2812数字信号处理器作为主控制芯片，控制电路如图6所示。

图6 Delta型UPS控制电路图

    CPLD选择ALTERA公司的复杂可编程逻辑器件EPM3256ATC144-7，CPLD完成电平转换和外设扩展，DSP完成数据采集、数据处理(指令信号的生成)、系统保护等功能，并按补偿量的要求给两个变换器提供脉宽信号驱动，协调它们工作。

4.3 人机交互和通信电路设计

    ARM作为嵌入式新兴技术在本文设计的Delta型UPS系统中完成通信和人机交互的功能。选择三星公司ARM9内核的S2C2440A作为人机交互和通信的核心芯片。其结构图如图7所示。

图7 人机交互和通信电路图

    ARM完善了UPS的网络监控功能，它能以图形界面的形式清楚地将UPS的输入输出电压、电池状况、负载状况等信息显示出来[8]，方便了工作人员对系统的管理与维护。

4 软件设计

    软件部分主要包括以DSP为核心的控制算法和以ARM为核心的人机交互和通信程序。

本文选择TMS320F2812作为算法实现的核心，主要实现AD采集控制，SPWM信号产生，数值PI调节器，锁相跟踪控制，DQ变换反变换，数字滤波等。ARM部分主要完成人机交互和通信部分任务，软件平台选择微软公司专门为嵌入式系统设计的操作系统WINCE5.0。人机交互界面使用美国NI公司的LABVIEW编程实现。

程序的总体思想是用中断实现前台关键和周期性的任务（如PWM，AD），后台实现对实时性能要就不高的任务(如ARM系统的通信，对故障的处理)。程序主流程图如图8所示。

图8 主程序流程图

    ARM平台上移植了微软公司的WINCE系统。使用LABVIEW作为上位机人机界面和通信程序的开发平台。其显示界面和设置界面如图9所示。

     显示界面          设置界面

图9 系统上位机界面图

5 仿真

本文选用PSIM9.0作为仿真软件。PSIM是专门为电力电子仿真的仿真软件。系统仿真的总体框图如图10，主要包括Delta变换器，主变换器，蓄电池模块。 

图10 系统总仿真图  

    当电网电压下降15%的时候，电网输入相电压Va_in 和主变换器输出A相电压Va_out的波形如图11所示。

当电网电压上升15%的时候，电网输入A相电压Va_in 和主变换器输出A相电压Va_out的波形如图12所示。

图11 输入输出电压波形 图12 输入输出电压波形

通过上面的两个图可以证明Delta型UPS对电网电压的稳定作用。

当电网中含有谐波时，电网输入A相电压和主变换器输出A相电压的波形如图13所示。由此说明了Delta型UPS对电网电压谐波的抑制作用。

    图14所示是电网输入A相电压Va_in 和A相输入电流Ia_in的相位关系。从图中可以看出通过Delta变换器补偿后UPS从电网中输入的电流和电压同相位。实现了功率因数为1的预想结果。

        图13输入输出电压波形  图14输入电压电流波形            

6 实验

根据本文设计搭建了UPS实验电路，并做了单相的UPS实验，从而验证了理论设计的正确性。其实验波形如下图所示。

图15 IGBT驱动死区波形 图16主变换器输出波形

SPWM驱动波形如图17所示，上面的方波表示与电网电压同步的方波，下面的波形表示按照正弦规律调制的PWM驱动波形。

 图17 同步信号和SPWM信号

实验结果表明：通过实验得到的上述波形，基本上实现了对电压谐波的抑制和补偿，主变换器能够输出纯净的正弦波，为负载提供一个理想的交流稳压电源。

7 结论

    本文在对Delta型UPS的工作原理进行详细的分析的基础上，研究了Delta变换器和主变换器的控制策略，选择DQ坐标下直接电流反馈控制作为Delta变换器的控制方法，选择波形瞬时值比较法作为主变换器的控制方法。设计了Delta型UPS系统的硬件和软件部分，并通过PSIM仿真和实验基本验证了Delta型UPS对市电电压、电流的调节和补偿功能，论证了所选控制方法的可行性。同时也证明了Delta型UPS出众的性能。通过DSP和ARM相结合的方式实现了Delta型UPS的全数字化控制。 

TL494管脚配置及其功能

TL494的内部电路由基准电压产生电路、振荡电路、间歇期调整电路、两个误差放大器、脉宽调制比较器以及输出电路等组成。图1是它的管脚图，其中1、2脚是误差放大器I的同相和反相输入端；3脚是相位校正和增益控制；4脚为间歇期调理，其上加0～3.3V电压时可使截止时间从2%线怀变化到100%；5、6脚分别用于外接振荡电阻和振荡电容；7脚为接地端；8、9脚和11、10脚分别为TL494内部两个末级输出三极管集电极和发射极；12脚为电源供电端；13脚为输出控制端，该脚接地时为并联单端输出方式，接14脚时为推挽输出方式；14脚为5V基准电压输出端，最大输出电流10mA；15、16脚是误差放大器II的反相和同相输入端。

根据TL494的引脚功能，在设计电路前对TL494的特性要做一定的测试：

过对TL494芯片的占空比测试，可以进一步加深对TL494工作特点的理解，同时也发现占空比是在DTC=0~2.4v的范围内变化，不是一般中所说的在DTC=0~3.3v电压范围内变化。占空比随着DTC电压的升高而减小，正是利用TL494这种性质，我们实现了开机时的软启动功能，也是利用4脚电压的特点，将4脚作为过流保护的输入端。当发生过流保护的时候，滞环比较器的输出为高，远大于2.4V，可以很快的封锁占空比，实现过流保护的目的。

  将TL494设计时的相关文档上传，与大家分享

基于LM5111的使用心得

在设计大功率电源的时候，一个不得不考虑的问题就是，驱动能力，由于很多PWM芯片的驱动能力都不足，有时候使用DPS做控制，其驱动就更是一个不能不考虑的问题了。

我一般的解决方法就是使用驱动芯片，用的最多的当属TI的 UCC27324，再就是以前NS的LM5111了。其最大的特点就是：8脚封装，结构简单。如下图框架所示：

 从上面可以看出，LM5111的两路驱动是独立的，且驱动能力强大，最大峰值电流可达5A，如果想获得更大的驱动能力的话，可以把两路驱动并联起来使用，这样的话，驱动能力可以达到10A，可以满足绝大多数电路的需求。而且驱动速度可达10ns上升下降沿，足够强大。

在使用LM5111D的时候也有一些小的方面，大家需要注意下。

以前在并联使用双路输出的时候，都是在PCB上直接短接，有时发现驱动效果反而会打折扣，后来分析发现，如果两路驱动存在延迟，不一致的情况的话，对芯片可能会有损伤，后来使用的时候，都会在输出端加一个小电阻，然后再并联输出，安全系数大大的提高了；

LM5111的最高输出电压只有14V，这个使用的时候一定要注意，因为我们使用它驱动MOSFET的时候，为了获得较高的效率，通常VCC电压都会取的比较高，大于12V是常用的，如果这个时候VCC电压不够稳定，在大功率输出的输出，如果电压超出14V的使用范围，就是损伤芯片了，所以在使用的时候，最好加一个稳压电路，LDO也是不错的选择；

LM5111有1,8两个空置脚，按照规格书的说法是N/C，但是在实际的使用中，最好是接地使用，避免在强干扰的环境中，耦合到噪声，影响到LM5111的正常使用。

最后，LM5111的散热也要注意，它的功耗也是不可小视的，尤其在大功率应用中。

以上经验，与大家共享。

       400W宽范围输入反激电源小结----------UCC28220+UCC27324

这个电源的规格比较奇怪，输入24~125V，我之前碰到过的宽范围输入是18~75V，输出24V，400W，带隔离。虽然奇怪，老大交代的任务要完成。

首先是拓扑的选择。可选的拓扑无非是正激、反激和桥式电路，半桥电路导致有效输入电压减小一半，全桥电路开关管比较多，自举驱动不好找，且占空比变化大不易优化；正激电路同样有占空比变化大的问题，从以前的同事得知反激电路比较适合与宽范围输入。同时考虑到反激电路功率做不大，输出电流不连续，输出纹波比较大，采样双相交错的方案，这样每相反激只需要承受200W，且输出电流纹波交错互补，减小输出电容的使用。根据这个要求选择UCC28220控制器和UCC27324驱动器。

接着是变压器设计。变压器设计需要找到一个切入点，我第一步确定最大占空比，可计算出初级和次级匝比；第二步根据变压器次级电流纹波计算励磁电感，反激变压器有时就像一个电感，根据次级最大电流、电感值和Bmax选择“合适”的次级匝数；第三步计算出铜损和铁损，铜损的计算参考《fundamental of power electronics》第三章，书里面推导出了绕组系数最优公式；第四步铜损和铁损的比例、常用磁芯规格核算第二步选择的次级匝数是否真的“合适”。

然后其他器件的计算。开关器件电压和电流比较简单，困难的是输入电容和输出电容的理论计算，建议使用仿真软件。

接下来就是画PCB，调试，碰到两个麻烦问题。第一是变压器漏感能量的吸收，为了调高效率，最开始选择LCD能量回馈型吸收电路，这种吸收电路能很好地降低开关器件电压上升斜率，但并不能很好地控制开关器件最高电压，否则会产生巨大的能量环流，降低效率。电压钳位型RCD却刚好相反，可以有效钳位开关器件最高电压，但是因为二极管的电导调制需要时间，导通阻抗刚开始比较大，导致出现电压尖峰。两种电路的结合可以提高效率0.5%~1%，代价是电路变得非常复杂，降低可靠性；第二个问题输出电压纹波比较大，因为电流并没有如想象般完美互补。解决这个问题的方法是更好的布板和使用CLC型滤波，当然后者会带来闭环稳定性的问题，只是项目没有走到那一步，因为个人原因离开的公司。

最后说下UCC28220的问题吧，第一是没有过流保护，只能限制峰值电流，希望打嗝式过流保护要外加电路，且希望全输入电压范围内有精确过流保护点是不可能；第二是关断控制器只能短路ss软启动脚。总的看来算是峰值电流型双相交错变换器简单的解决方案吧。非常感谢TI公司免费给我提高样品，速度很快，这一点非常值得称赞的。

本人联系方式：daidai0406@163.com  以上内容有什么问题请批评

UC3854师率因数校正器(PFC)的集成电路,它有16个Pin,其各脚功能如下:

典型应用

1)GND 接地端

2)PKLMT峰值限制端,接电流检测电阻的电压负端,当电流峰值过高时,电路将被关闭.

3)CAOUT  电流放大器CA输出端

4)ISENSE 电刘检测端,内部接CA输入负端,外部经电阻接电流检测电阻的电压正端

5)Mult Out乘法器输出端,即电流检测另一端,内部接乘法/除法器输出端 和CA输入正端,外端经电阻接电流检测电阻的电压负端  

6)JAC    输入电流端,内部接乘法/除法器输入端,外部经电阻接整流输入电压的正端

7)UA Out 电压放大器UA输出端,内部接乘法/除法器输入端,外部接RC反馈网络

8)URMS   有效值电源电压端,内部经平方器接乘法/除法器输入端,起前馈作用,URMS的数值范围为1.5~4.77v

9)REF    基准电压端,产生7.5V基准电压

10)ENA   起动端,通过逻辑电路控制基准电压,振荡器,软起动等

11)USENSE输出电压检测端,接电压放大器UA的输入负端

12)RSET  外接电阻RSET端,控制振荡器充电电流及限制乘法/除法器最大输出

13)SS    软起动端

14)CT    外接电容CT端,CT为振荡器定时电容,使产生振荡频率为f=1.25/RSET*CT

15)Vcc   集成电路的供电电压Vcc,额定值22V

16)GTDRV 门极驱动端,通过电阻接功率MOS开关管门极,该端电位钳在15V

以上是对ＵＣ３８５４各引脚功能的整理，在ＵＣ３８５４的使用过程当中根据个人的经验总结主要是布板的注意及其电感的设计，下边来上传个用ＵＣ３８５４做的仿真及其介绍仿真的资料。希望对大家有用，如果有什么疑问可以跟我联系，大家共同学习。ＵＣ３８５４的典型电路可以直接做都不会有太大问题，这是我的一点经验：

APFC技术的核心是引进电压和电流反馈，以构成一个双闭环控制系统，外环稳定输出电压，内环实现输入电流调控和整形，使之成为与电压同相位的标准正弦波，以提高入端功率因数。内环的电流控制是对输入端电流进行连续调控，使电网全周期向整流器提供电流。采用UC3854组成的APFC整流器如图3所示，其中UC3854的5脚和4脚各通过一个电阻（R4和R3）接在主电路中电流采样电阻R18的两端，11脚接在APFC主电路输出端，6脚输入线电压波形，8脚输入线电压有效值，经过UC3854的运算处理，在16脚得到PWM信号，以控制开关管MOSFET（S5）。以UC3854的5脚、4脚相连的电流采样、6脚的整流电压波形、16脚的PWM驱动和MOSFET（S5）开关管，在UC3854的内部形成闭环的电流调节器；调控的结果使主回路的电流跟踪整流电压的波形。以UC3854的11脚相连的电压采样和整流电压的有效值及16脚PWM驱动等电路在UC3854的内部形成闭环电压调节器，使APFC整流器输出高稳定的直流电压。APFC整流器中还设计了保护电路，当UC3854的10脚接高电平时，控制电路工作；芯片的工作电压为l7V～22V，15脚接一个稳压管进行电压限幅保护。13脚接电容实现软启动功能，2脚处的电路用来限制最大电流。APFC电路中元件参数和双闭环的分析实验表明，其输入端电流与电压波形同相位，功率因数在0.98以上。

摘要

本系统以TI MSP430F169为核心，电压可预置，步进电压为0.1V，输出电压范围为20V～36V，输出电流为0～2A。可显示预置电压，实测电压，实测电流，实测效率。该系统主要由最小单片机系统，PWM信号控制芯片TL494，开关电源升压主回路，片上A/D以及片上D/A组成。系统通过键盘预置电压值送给TL494形成闭环反馈回路，采样康铜丝上的电压间接推算出电流并显示。本系统具有调整速度快，精度高，电压调整率低，负载调整率低，效率高，无需另加辅助电源板，输出纹波小等优点。

关键词：C8051F020；TL494；开关电源；BOOST电路。

ABSTRACT

For this system to TI MSP430F169 core voltage can be preset, stepping voltage of 1V output voltage range of 20V to 36V, output current is 0-2A. That preset voltage can be measured voltage, current measurement, the measured efficiency. The system mainly by the smallest SCM system, TL494 chip PWM control signal, the main boost switching power supply circuit, chip's A/D and D/A component. Through the keyboard preset voltage TL494 gave a closed-loop feedback loop, sampling the voltage copper wire Kang indirectly current and projected that. The system has adjusted speed, high precision, low voltage adjustment, the adjusted rates low load, high efficiency, no auxiliary power supply plus a plate, the advantages of small output ripple.

Keywords: MSP430F169; TL494; Switching Power Supply; Boost Circuit.

一、方案论证与比较

1.1  主控CPU的选择

方案一：采用AT89S51单片机进行控制。51单片机外接A/D和D/A比较简单，但是由于51单片机功能简单，对于这种复杂的系统来说做起来比较复杂。 

方案二：采用超低功耗单片机MSP430F169，这是一个完全集成的混合信号系统级MCU芯片。内部集成12的A/D和D/A芯片，且这个单片机资源非常丰富。采用JTAG方式，可通过USB口在线下载调试，使用十分方便，并且低功耗便于整体效率的提高。

1.2  DC-DC主回路拓扑的方案选择    

DC-DC变换有隔离和非隔离两种。输入输出隔离的方式虽然安全，但是由于隔离变压器的漏磁和损耗等会造成效率的降低，隔离变压器绕制复杂，所以选择非隔离方式，具体有以下几种方案：

方案一：BUCK拓扑。见图1，开关管V1受占空比为D的PWM波的控制，交替导通或截止，再经L和C滤波器在负载R上得到稳定直流输出电压Uo=D*Vd（D≤1），由于输入电压为18V，输出电压20～36V，故不能满足要求。

方案二：BOOST拓扑。见图2，开关V1导通时电感储能，截止时电感能量输出。只要电感绕制合理，能达到要求的输出电压30～36V，且输出电压Uo呈现连续平滑的特性。

方案三：BUCK-BOOST拓扑。见图3，由于电路属于升降压拓扑，控制比较复杂，由于本题只需升压，故选择方案二。

1.3   控制方法的方案选择

方案一：采用单片机产生PWM波,控制开关的导通与截止。根据片内A/D采样后的反馈电压程控改变占空比，使输出电压稳定在设定值。负载电流在康铜丝上的取样经片内A/D后输入单片机，当该电压达到一定值时关闭开关管，形成过流保护。该方案主要由软件实现，控制算法比较复杂，速度慢，输出电压稳定性不好，若想实现自动恢复，实现起来比较复杂。

方案二：采用恒频脉宽调制控制器TL494，这个芯片可推挽或单端输出，工作频率为1～300KHz，输出电压可达40V,内有5V的电压基准，死区时间可以调整，输出级的拉灌电流可达200mA，驱动能力较强。芯片内部有两个误差比较器，一个电压比较器和一个电流比较器。电流比较器可用于过流保护，电压比较器可设置为闭环控制，调整速度快。鉴于上面分析，选用方案二。

1.4   电流工作模式的方案选择

方案一：电流连续模式。

电流连续工作状态，在下一周期到来时，电感中的电流还未减小到零，电容的电流能够得倒及时的补充，输出电流的峰值较小，输出纹波电压小。

方案二：电流断续模式。断续模式下，电感能量释放完时，下一周期尚未到来，电容能量得不到及时补充，二极管的峰值电流非常大，对开关管和二极管的要求就非常高，二极管的损耗非常大，而且由于电流是断续的，输出电流交流成分比较大，会增加输出电容上的损耗。由于对于相同功率的输出，断续工作模式的峰值电流要高很多，而且输出直流电压的纹波也会增加，损耗大。

鉴于上面分析，本设计采用方案一。

1.5  提高效率的方案选择

影响效率的因素主要包括单片机及外围电路功耗，单片机及外围电路供电电路的效率和DC-DC变换器的效率。故我们采用了超低超低功耗的MSP430单片机，采用了高转换效率的芯片对外围电路进行供电，并且采用低损耗的元器件，和优异的控制策略。

二、详细软硬件分析

2.1   硬件整体框图设计（见图4）：

单片机通过键盘控制电压的步进，经过单片机控制D/A提供一个参考电压，与输出电压的反馈分压进行比较，在TL494内部的电压误差放大器产生一个高或低电平，控制脉宽变化，来达到调整输出电压的变化，反复调整后使输出达到设定得值为止。参考电压输出后电压的反馈调节是由TL494自动调节的，调节速快。

2.2     理论分析与参数计算

　　2.2.1   主回路器件的选择及参数设计：

  　2.2.1.1 磁芯和线径选择。当交变电流通过导体时,电流将集中在导体表面流过,这种现象叫集肤效应。电流或电压以频率较高的电子在导体中传导时,会聚集于总导体表层,而非平均分布于整个导体的截面积中。线径的选择主要由本系统的开关频率确定。开关频率越大，线径越小，但是所允许经过的电流越小，并且开关损耗增大，效率降低。本系统采用的频率为44K，查表得知在此频率下的穿透深度为0.3304mm,直径应为此深度的2倍，即为0.6608mm。选择的AWG导线规格为21#，直径为0.0785cm（含漆皮）.磁芯选择铁镍钼磁芯，该磁芯具有高的饱和磁通密度，在较大的磁化场下不易饱和，具有较高的导磁率、磁性能稳定性好（温升低，耐大电流、噪声小），适用在开关电源上。

2.2.2   控制电路设计与参数设计：

 控制电路选用TI的TL494来产生PWM波形，控制开关管的导通，Rt,Ct选择为102和24K，频率为 ，为44KHz。软启动电路由14脚和4脚接电阻和电容来实现，通过充放电来实现。启动时间为10mS， Ct=10uF，Rt=1K。13号脚接地，采用单管输出，进一步降芯片内部功耗。TL494如下图。

2.2.3   效率的分析：

 输出功率计算公式：η=Po/Pi ，输入功率计算公式：Pi=Ui*Ii 。

由于题目要求DC/DC变换器（控制器）都只能由Uin端口供电，不能另加辅助电源，所以单片机及一些外围电路消耗功耗要尽量的低。为此，在设计本系统时单片机采用超低功耗单片机MSP430F169,该系统集成了8路12位A/D和两路12位D/A.减少了外加A/D和D/A的功耗。提高效率主要是要降低变换器的损耗，变换器的损耗主要有MOSFET导通损耗, MOSFET 开关损耗 MOSFET 驱动损耗，二极管的损耗、输出电容的损耗，和控制部分的损耗，这些损耗可以通过降低开关频率等方法来降低。各级损耗主要有：1．导通损耗： ；2．开关损耗： ;3．门级驱动损耗： ;4．二极管的损耗： ;5．输出电容的损耗：

具体损耗如下：

1. 导通损耗和开关损耗，主要是针对开关管来说，这个根据选取IRP540，功耗为0.4W.

2.另外一个主要损耗为二极管损耗，二极管正常导通压降为0.7V，损耗为Pd=0.7*Ii,门级驱动和输出电容损耗，主要是选取低功耗的器件，和低ESR的电容。

2.2.4 保护电路设计与参数设计：

康铜电阻的大小选择：康铜丝主要起两个作用，过流保护和测试负载电流。康铜丝接在整流输入地和负载地之间，越小越好，这样会使两个地之间的电压很小。但是如果太小由于干扰问题会造成过流保护的误判，并且对于后级运放的要求比较高，经过实验，选择0.1欧姆的电阻效果比较好。由于电阻太小，难以测量，所以先测得1欧姆的电阻，然后截取其长度的十分之一。

 TL494片内有电流误差放大器。可用于过流保护。康铜电阻上的压降，与预先调好的值进行比较.若电流过大，输出高电平，阻止PWM信号产生，开关管处于关断状态，使输出电压降低，形成保护功能。一旦输出电压降低，导致输出电流降低，检测电压降低，电流误差放大器就会输出低电平，重新产生PWM波形，所以该电路具有自恢复功能。

2.2.5  数字设定及显示电路的设计：

由于在输出端采样时测得的反馈电压为输出电压的二十四分之一，即分压为1.5V时输出为36V,分压为0.834V时输出为30V，设计中采用了12位D/A转换精度为0.61mV（参考电压为2.5V），直接输出给TL494提供参考电压。此外还设置了三个A/D芯片，分别采集输出电压，输出电流，和输入电流。为了降低功耗，设计中采用了128*64,屏幕大，显示内容多，当背光不使用时自动关闭，以降低功耗。

2.3     硬件电路设计

2.3.1 主电路图如下：

2.3.2  主CPU PCB图如下：

2.4    软件设计

本设计的软件设计比较简单，完全出于效率的要求，把外围电路设计的尽可能的少，所以单片机驱动外围芯片均采用I/O口直接控制，没有采用总线方式。整体软件设计流程图如图6。

三、   结论

通过寻找一系列资料和电路的设计，调试，最后取得了非常好的效果，各个技术指标都达到很高的水准。但电路仍然存在很多问题，例如采用超低功耗单片机在电源设计中，单片机的抗干扰能力不好，以后应多加注意。

四、   参考文献

1           王兆安等.《电力电子技术》. [M].北京.：机械工业出版社.2000

2    王曾福等.《关电源原理与运用》.[M].北京：机械工业出版社.2003

3    陈永真等.《全国大学生电子设计竞赛试题精选》.北京：电子工业出版社.2005

4    秦龙.《MSP430单片机C语言运用程序设计》.北京：电子工业出版社.2005

我使用的是TMS320F2812的DSP。感觉性能非常好，抗干扰性能和稳定性能非常满意。遇到的问题是：有时候把仿真器和供电电源一起插上就连不上DSP，解决办法是先插上仿真器然后再插电源就解决了。

我在做双向DC/DC变换器的时候，用DSP作为主控芯片，感觉始终速度非常快，能很好的满足我的设计要求，但是也遇到了问题：就是系统的时钟最好按要求设置为150MHz，不要随意更改，否则会出现时钟不匹配问题。还有程序下到flash里的时候，也容易出现时钟不匹配的问题，具体的解决办法，把程序移植到RAM里运行就好了。以上是我使用DSP的小心得，希望对大家有帮助。

基于TI DSP的数字化三相变频电源的研制

随着电力电子技术的飞速发展，正弦波输出变频电源已被广泛应用在各个领域中，与此同时对变频电源的输出电压波形质量也提出了越来越高的要求。在实验室和工业部门，三相正弦波变频电源常用于各种测量和控制电路中，产生单相或三相正弦波信号作为基准信号，基准正弦波的波形质量直接影响到测量和控制的精度。对于一个良好的正弦信号源，要求其输出的基准正弦波信号幅值、频率高度稳定、失真度小、带负载能力强、幅值可调，对于三相正弦波信号还要求三相对称度好。兼顾这些要求往往使电路变得复杂。因此，研究开发既简单又具有优良动、静态性能的逆变器控制策略，已成为电力电子领域的研究热点之一。

1 工作原理

　　系统总体电路结构由主回路、控制电路、采样电路、反馈电路和各类保护电路等部分组成，系统原理图如图1所示。

2 软件设计

　　2．1 软件总体设计

　　软件部分主要包括SPWM的产生，A／D转换，PID调节，频率捕获，软启动和保护。主要功能是通过正弦脉宽调制技术控制三相桥式逆变器，使其输出频率可调、幅值稳定的三相正弦电压，通过A／D转换对输出的电压和电流进行采样，对输出电压、电流实时监控，当电流超过3．6A时切断三相逆变桥的输出，对电路进行保护。通过PID调节使输出电压变化时也能及时的做出反应，使输出电压稳定在36V。在系统的启动过程中使用软启动减少电压和电流对系统回路的冲击。 主程序流程图如图5所示。

2．3 显示电路

　　为了提高产品的人机交互性，系统中加了显示电路，经过比较，我们采用SPLC50lA液晶显示屏完成显示工作，显示电路与DSP2812连接框图如图7所示：

3 创新点设计

　　本系统设计采用交一直一交变频方式，系统整体结构运用模块化设计，将变频电源的各部分很好的结合在一起，实现变频输出；高精度显示电压、电流、频率、有功功率，所测信号数值为真有效值，电压输出精度高，误差小于5％，输出三相正弦波失真度小，并且具有过压、过流、缺相保护等功能，性能稳定，本系统设计的创新点在于：

1)结合TMS320LF2812芯片的AD单元，对三相变频电源的输出线电压、线电流进行采样，外扩随即存储器，通过SPLC50l液晶显示器显示电压、电流以及频率的值，可以实现自主采样和数据传输，大大提高数据采集效率，实时的显示变频电源的电压、电流的有效值，显示精度高，实时性好。

　　2)结合TMS320F2812事件管理器EV单元，采用正弦脉宽调制(SPWM)技术，通过对SPWM程序进行设计和改进算法，可以有效的调节三相变频电源输出的频率和有效值，实时陛好，精度高。

　　3)变频电源系统控制部分完全实现了数字化，控制精度更高，抗干扰能力强。

　　4 测试结果

　　根据设计要求，我们试制了样品，由示波器观察到的相电压和线电压波形(见图10～图13)可以看出，波形基本上没有失真，并且通过调节调制度和正弦波的频率可以改变输出电压的大小，达到了设计要求。

5 结论

　　研制的数字化三相变频电源，经过两次试制，其间经过多次试验，并且对控制原理、电路结构等方面进行改进，现已逐步完善并经过考验，证明了本电源的有效性及可靠性

        使用 TI电源管理芯片 【BQ20Z75DBT 】设计高稳定笔记本电池移动电源

  时间岁月飞快啊，一转眼俺做电源工程师之路也有10年了，一直做移动笔记本电池电源设计，使用过不少笔记本电源设计应用解决方案。说起使用稳定性，也很纠结啊，笔记本电源安全性一直各品牌生产厂家最关注问题，经过公司高层会议一致采用【 TI电源管理芯片】来设计一直是我们的首选【BQ20Z75DBT+ 二次电压保护器IC BQ29412】,从官网行业了解到该芯片（ACTIVE) 采用 Impedance Track™ 的符合 SBS 1.1 的电量监测计来做笔记本移动电池保护IC。该芯片采用精确的电池电量测定(Fuel Gauge)监测方法，以最大限度地发挥锂电池包的自身潜能。一般笔记本电池中只有电量检测和保护两部分，电量监测很重要。笔记本电源系统包括电量检测部分、过充电、过放电、过流、过温度基本保护部分、充电部分监测，除此之外，还有系统管理部分。所谓的电池系统管理部分主要是多电池组管理组合而成移动电源。一个笔记本电池是由几个电池组串并联，多单元电池组整合锂电池包设计电量测定计，各品牌笔记本都依赖于电池组精确的剩余电池电量信息，以防止因电池能量耗尽而出现意外关机。很多硬件电子工程师对锂电池包存在一种【误解】，认为锂电池在使用过一段时间以后的缩短使用主要是因为锂电池电量的枯竭。与这种习以为常的思维相反，造成问题的不是电量的损失的错误，而是锂电池阻抗的增加。所以这就是为什么需要一个好的电池管理芯片是很重要的。

      在量产调试BQ20Z75DBT芯片时电流检测精度方面,校准后,精度误差很小,一般都是在2-8个mA范围以内.检测电流部分,需要注意采样电阻的选择,一般应该选择5-15mohm.阻值太大,检测分辨率会增加,但是自身功耗会增加,阻值太小则检测电流的精度会下降.另外注意对此电阻的温漂特性的关注,当然越小越好.在PCB layout方面,如果布线空间允许的话，这是至关重要的2条电流检测线,尽量平行,等长,最好via的数目都要保持一致. 沉铜厚度也有讲究。

附件为完整版本原理图已经大批量应用在某品牌解决方案，有爱好笔记本电池解决网友可以下载研究。欢迎顶贴讨论。

关于UCC28600的RCD吸收回路的思考

典型的RCD吸收回路如图：

下图为RCD吸收的工作分析过程：

t0-t1: 正向导通时间, 在Vds稍小于Vin+nV0时，二极管正向导通，抑制漏感和Cds的谐振，开始向clamp充电。

t1-t2: 二极管导通，Cds  Llk  Cclamp 三者开始谐振，同时Rclamp 消耗部份能量。

R太小   在OFF时间  消耗能量过多  Cclamp上电压在OFF时间结束前就到达nV0，此时R作为负载，消耗能量降低效率

R太大   在OFF时间  消耗能量过少  Cclamp上电压可能在下一个ON时间未到达nV0，则吸收效果不好。

C太大  因为在Vds=Vin+nV0开始传递能量  导致二极管正向导通到Vds=Vin+nV0的时间过长，变压器原边能量不能迅速传递到副边。burst mode阶段时，振荡比较少，能量基本消耗，通过Llk和副边耦合传递能量减少。不利于轻载效率。
C太小  在OFF时间结束前就可以将能量消耗到nV0，使R作为负载，不利于轻载效率。

t2-t3:由于二极管的反向恢复，电流向Cds  Llk流动，在电流反向的那个点，达到峰值

t3-t4:二极管的反向电流基本恢复，此时为二极管的反向恢复损耗。Cds  Llk两者进行谐振。

      经历第一个谐振周期，大部分能量向Cclamp充电及消耗在电阻R。

根据以上分析，在实际的设计过程中，我们需要注意：

1.       R、C均偏小,C上电压在S截止瞬间冲上去,尖峰压不住。并且因为RC时间常数小,C上电压很快放电到小于 nVo,此时RCD箝位电路将成为反激变换器的死负载,消耗储存在变压器中的能量,使效率降低。

2.       C如果选的太大，在skip mode阶段，增加轻载损耗，极限情况下，过冲小,变压器原边能量不能迅速传递到副边。R选的太大，阻尼振荡激烈，能量消耗小。

3.       D选择快管，反向恢复时间短，消耗的能量少，部分能量能回馈到副边，但振荡次数多，EMI变差，且正向恢复电压大。选择慢管，反向恢复消耗大部分能量，降低效率，但EMI变好，且正向恢复电压小。

4.       RC的选值标准：先确定C， U1为在Mos能承受的最高值的情况下，C上的电压；U2为在next Ton结束前，保证U2小于nVo值（可设置比margin略小值）。R要大于在next Ton期间内，U1降到U2，所需的电阻值。

UC3906DW

UC3906DW是TI的一款铅酸电池充电管理芯片，当时接到任务要做一个24V的铅酸电池充电电路，于是上TI官网找答案，最终选择了UC3906DW。

由于之前没有怎么接触蓄电池方面，所以就按照规格书推荐的电路稍微做了一些小修改，见下图。

当时设定了一些参数：Vt=22.44V，Vf=29.3V，Voc=30.96V，ID=50uA，则充电电流Imax=200mA。按照数据手册提供的方法算出RA=524k，RB=16k，RC=46k，RS=1.25R，RA=524k，RD=750k。

以上电路加入了输入滤波，D5为输入电源指示灯，D3为满冲指示灯，在电池正极加了三个二极管保护整个电路。在电路处于充电状态时，三极管Q1的温度为70.1℃，发热量在规格之内。

充电时，电路实测大电流充电电流为199.5mA，浮充电流为6mA左右。

调试的时候，由于没有经验，一开始输入电压给到24V，但是发现无法给电池充电，加到27V左右的时候电路才工作正常，但是有时候不稳定，后来调到30V，电路就可以正常并且稳定的工作。

UC3906DW

UC3906DW是TI的一款铅酸电池充电管理芯片，当时接到任务要做一个24V的铅酸电池充电电路，于是上TI官网找答案，最终选择了UC3906DW。

由于之前没有怎么接触蓄电池方面，所以就按照规格书推荐的电路稍微做了一些小修改，见下图。

当时设定了一些参数：Vt=22.44V，Vf=29.3V，Voc=30.96V，I_D=50uA，则充电电流Imax=200mA。按照数据手册提供的方法算出R_A=524k，R_B=16k，R_C=46k，R_S=1.25R，R_A=524k，R_D=750k。

以上电路加入了输入滤波，D5为输入电源指示灯，D3为满冲指示灯，在电池正极加了三个二极管保护整个电路。在电路处于充电状态时，三极管Q1的温度为70.1℃，发热量在规格之内。

充电时，电路实测大电流充电电流为199.5mA，浮充电流为6mA左右。

调试的时候，由于没有经验，一开始输入电压给到24V，但是发现无法给电池充电，加到27V左右的时候电路才工作正常，但是有时候不稳定，后来调到30V，电路就可以正常并且稳定的工作。

说说我第一次做开关电源吧，我用的是UC3845，对于大多数人来说，这是个很老很经典的芯片，但当时对我这个第一次接触开关电源的新手来说，还是有点难度的。

设计要求：
输入85VAC-264VAC/50HZ,输出12VDC/1.2A（主绕组），24VDC/0.3A，满载全电压效率大于80%，12V纹波小于40mv.24V纹波小于200MV

负载调整率12V《+-3%；24V《+-5%，要考虑传导的EMC，具有浪涌保护，输出短路保护

考虑到EMC，所以我的工作频率设置为50KHZ，通过查UC3845的设计表格，选择RT=8.2K,CT=2.2NF

并加入输入共模电感和X2电容

考虑到浪涌保护，所以热敏电阻是必须加的，在冷开机时，能有效避免浪涌冲击电流，对于滤波电容的选择，也有讲究，若太小，会造成主回路纹波过大，造成输出纹波大，若选太大则浪费了，所以我选47U/400V。

VCC电压设计为16V，UC3845启动电流为1MA，所以启动电阻设计应参照最低时电压设计，选100K，其最大消耗功率为（264*1.4）^2/100000=1W，考虑散热其功率最少为3W，这点很重要，比寻选好的碳膜电阻，若 选的不好，用一段时间后电阻开裂，整个电路便OVER了。

 MOS管的GS的稳压管20V，是必须加的，因为若不加万一有故障，会一烧一大片，会很纠结的

输出整流管，主12V采用MUR420，24V采用MUR240，这两个都是快恢复管，他们的耐压选择和匝比有关，电流选择是和最大负载电流相关的

输出反馈回路参照UC3845的设计手册便可，输出滤波采用派型滤波，可以大大减小滤波电容。

关于匝比和输出整流二极管耐压的选择，这是有个折中的，即在反射电压和降压比的选择。

变压器设计时可以按照书上的计算，但最后要根据波形来微调，这个和个人的经验和水平关系很大的。我这个最后变压器采用EE25的磁芯，原边72圈，反馈9圈，输出12V绕组9圈，24V绕组18T，中柱加气息原边电感量为0.8MH。

最终测试100VAC-264VAC，效率》80%，纹波达到设计要求，短路保护功能也满足，传导EMC作为整机部件测试通过了。

利用mega8和国半LM2576设计的可调数控开关电源

先上主电源部分

随后是ADC部分

上图是MCU部分

在整个设计过程中很好的熟悉了国半的LM2576的特性。首先对LM2576做个基本介绍如下：

LM2576 系列调节器是单片集成电路，它可以提供降压转换器（Buck）的功能，它同时具有驱动3A 负载电流，且有着极好的线性和负载调节特性。LM2576 系列器件包括固定输出的3.3V、5V、12V、15V 以及可调输出版本。 

在整个电源的设计过程中掌握了LM2576的关键设计点：

关键点有以下几点：

1、为了保证LM2576 的稳定工作，需要在输入端加入一个至少是100μF 的旁路电解电容。电容的脚要尽量的短，而且要尽量的靠近芯片。 

2、LM2576（固定输出版本）反馈引脚必须连接到输出电压点。当使用可调版本时，电压取样电阻要尽量靠近芯片，以免产生不必要的噪声。应避免使用大于100KΩ 的电阻，因为随着电阻的增大噪声也会增大。 

3、LM2576的ON/OFF 控制脚可以用来产生延时启动的特性。例如：在输入电压为20V 其余电路按照图中连接，LM2576 的开关启动时间会延迟大约10ms。增加RC 时间常数可以延长启动时间。但是如果RC 时间常数过大的话，通过ON/OFF 脚的耦合会在输入端产生大于60Hz或120Hz 的纹波。

4、为了保证输出电压的稳定度，电源地的连接必须是低阻抗的。 

总结：在整个电源的设计过程中体会到了LM2576电源芯片的诸多优势，并很好的掌握了LM2576的设计技巧，为将来更多的电源设计打下了坚实的基础。

下面是用LM2576设计电源的PCB：

下图为焊接好的PCB实物：

以下为实验测试过程波形：

UC3525A的光耦反馈电路设计

我的设计是AC220V输入，DC15V/20A输出，采用半桥式结构，由于篇幅有限，我只提供简单介绍一下反馈部分。

对于3525A反馈部分还是比较难弄的，对于某些指标，技术手册没有说明，所以对使用有很多困难。

对于网络上关于UC3525A，光耦反馈的资料基本没有，这是我做的一份图纸，按照这个接法反馈基本没有问题

光耦上端必须是5V左右，否则会出现很怪异的现象，不是按照逻辑来的

模拟（负载没有接）输入波形，只是接通弱电部分

接上市电，输出空载时MOS管驱动波形

首先上小米手机充电器产品原理图给网友分享囖。

图是充电板正面全图:

{下图是充电板上面的充电芯片细节图及说明，也是该座充的核心部分+

  中间红色框中的充电器管理芯片就是小米二代充电座的核心芯片，这颗主芯片就是采用大名鼎鼎的TI公司（美国德州仪器）的产品。型号是 bq240867。

  关于这颗芯片IC的详细信息可参考TI官方网bq24086的详细介绍。有兴趣网友可以到官方网站下载数据规格书，附属产品PCB板和量产原理图提供给网友分享，欢迎各位电子工程师技术的米粉发表你的想法，各路【英雄豪杰一起来探讨，研究】。

   已经大批量量产在小米手机充电器产品上，没有标示电子元器件的具体参数原因。是为了保护产品生产厂家合法权益，原理图中画的是三极管和一些是MOS管。图中led为双色二极管，指示充电状态。

好吧，既然有这么个机会，我也说说我使用TPS40211的经历吧

大概是去年12月份，接领导通知，说要开发一款AR111电源，整灯功率为14W，输入12V　AC/DC，方案使用TI的TPS40211。　一开始我就在网上寻找这个IC的相关资料，英文的，中文的弄了一堆，硬是硬着头皮把所有的资料都看了一遍（本人英文不是很好）。对它有了大概了解后，便开始画图layout。

这里再对它再介绍一下吧，　TPS40211可用于buck boost buck-boost拓朴结构，特点有：高功率因数，高效率（可达93%），低VREF，宽VCC电压范围，可调整频率等。

这里我需要它进行升压到40V，效率尽可能高。

一周后，PCB回来了，我马上进行试做样品调试。经过半天的努力，贴好的几块板可以进行通电测试了。此时最大的愿望就是要亮灯，因为亮灯了一切好说，不亮灯，那麻烦就多了，而且对自己长时间的努力打击太多了。还好，板子通电后并没有不亮，测试各项参数均在预料之中。刚开始使用10UH的电感，效率测得82%（值得说明的是，这是加了桥堆的测试结果）后来加大电感到68UH，效率上来了3个点，已经不错了。电流很稳定，在输入电压变化时，输出电流基本维持在2mA以内变动，这一点非常值得称赞。于是，就按此板进行了试产200套，试产结果也很令人满意。

前面总是值得高兴的。意想不到的，是后来发生的。

试产产品出货半个月后，业务反馈回来信息，我们出出去的货，全部不能适应电子变压器！整批产品将面临退货的风险。于是当时马上用一个国产品牌的电子变压器调试，几天后，调试完成，也老化了几天，中途没有出现闪灯现象了。以为这样就万事大吉了，谁知又出了几百只货后，更严重的问题发生了。客户在配套电子变压器使用时，出现了大批量的死灯。业务拿回来拆开看，里面的整流桥堆全部烧成了碳！

当时压力好大啊！后来经过分析，是由于启动瞬间电流过大，导致电子变压器输出高压，然后击穿了60V耐压的MOS。继而桥堆及BOOST电感也全部烧挂了。

再后来，又改了一次layout，加了一个大电流保护电路及欠压不启动电路，现象　有好转，于是又批量生产了。结果呢，可想而知，客户反应在使用其他品牌的电子变压器时，根本没法正常工作，就像相机闪光灯一样。

唉，再改吧。于是，到了现在，还在调试对各品牌的电子变压器的匹配性。。。。。。但结果，还是不尽如人意。

在此，也希望TI的工程师们帮忙支招，这颗IC要怎样才能匹配电子变压器？不说90%了，起码市面上的大品牌也要匹配个70%左右吧！

是否有相关波形和电路，能否发我看看，我在用的时候发现SW口输出丢波很严重，而且也没有完全达到电源电压。我电源电压为15V，输出3.3V和1.9V。

我们的拓朴不一样，应该不能相题并论

就这样吗

BQ24707 HSFET latch-off issue

Issue description

Charge voltage is 12.6V and charge current is 2A,19V adapter. When the system input current unload from 6.6A to 4A suddenly, Fault will active low and latch the IC.

Analysis

1. the schematic as below:

2. test the fail waveform:

IFAULT high turn to low when the issue happen.

3. check the bq24707 datasheet

It may be ACOC happened. Base on datasheet spec, check the waveform about Hi Mosfet.

It was possible effect of BTST Capacitor.

V_CBTST is not refreshed high enough (typ.4.3V threshold)

HSFET gate driver voltage is not high enough for high Qg MOSFET.

The equivalent Rdson of HSFET is much higher than typical value. At worst case, the HSFET is not actually ON.

HSFET latch-off when HSFET_SCP is detected 7 times

4. Change BTST cap 0.1U to 0.047U, test again no fail issue found. Waveform as below:

C_BTST = 0.047uF

CH1 – FAULT, CH2 – BTST, CH3 – PHASE, CH4 – HIDRV, MATH – CH2-CH3

5. Change IC BQ24707 to BQ24727 which can disable the HSFET SCP function. The result is pass.

conclusion

With 0.1uF BTST capacitor, BTST capacitor voltage can drop very low and not high enough for gate-driver circuit to fully turn-on high Qg HSFET. Change BTST capacitor to 0.047uF, Increase HSFET SCP comparator threshold to 900mV or Change to BQ24727.

BQ24707 HSFET latch-off issue

Issue description

Charge voltage is 12.6V and charge current is 2A,19V adapter. When the system input current unload from 6.6A to 4A suddenly, Fault will active low and latch the IC.

Analysis

1. the schematic as below:

2. test the fail waveform:

IFAULT high turn to low when the issue happen.

3. check the bq24707 datasheet

It may be ACOC happened. Base on datasheet spec, check the waveform about Hi Mosfet.

It was possible effect of BTST Capacitor.

V_CBTST is not refreshed high enough (typ.4.3V threshold)

HSFET gate driver voltage is not high enough for high Qg MOSFET.

The equivalent Rdson of HSFET is much higher than typical value. At worst case, the HSFET is not actually ON.

HSFET latch-off when HSFET_SCP is detected 7 times

4. Change BTST cap 0.1U to 0.047U, test again no fail issue found. Waveform as below:

C_BTST = 0.047uF

CH1 – FAULT, CH2 – BTST, CH3 – PHASE, CH4 – HIDRV, MATH – CH2-CH3

5. Change IC BQ24707 to BQ24727 which can disable the HSFET SCP function. The result is pass.

conclusion

With 0.1uF BTST capacitor, BTST capacitor voltage can drop very low and not high enough for gate-driver circuit to fully turn-on high Qg HSFET. Change BTST capacitor to 0.047uF, Increase HSFET SCP comparator threshold to 900mV or Change to BQ24727.

图片贴不上，附件中有。

TI三端稳压器的发热原因及注意事项

正电压输出的78 ×× 系列和负电压输出的79××系列是常见的三端稳压器，他们只有三条引脚输出，分别是输入端、接地端和输出端。三端稳压器组成稳压电源所需的外围元件极少，电路内部还有过流、过热及调整管的保护电路，使用起来可靠、方便，而且价格便宜。

最近在自己做的电路中，无意发现用的TILM78XX发热蛮厉害，不知道什么问题，设计均按datasheet做的。带着疑问在网上查阅了一些资料，认为原因如下：

LM78XX是一个的线性调节器，它在电路中是与负载串联的，在串联电路中输入电流Iin=Io,稳压器上的电压Vw=Vin-Vo，因此输出功率为Vo*Io，损耗的功率为(Vin-Vo)*Io，当输入电压与输出电压的偏差很大时，损耗的功率比较高，造成了比较严重的发热现象。因此在使用TI的三端线性稳压器时，应注意：以Vin-Vo尽量小的原则设计电路，另外注意最低输入电压比输出电压高3-4V，功耗(Vin-Vo)*Io比较大时，要安装足够大的散热器，功耗比较小时也可以省掉散热片。

使用UCC28600设计的电力继电保护用电源

输入要求：DC176-264V

输出：5V/3A

此芯片在08年TI的应用工程师提供的，非常感谢TI

UCC28600 内部集成了UVLO 比较器, 高频振荡器，准谐振控制器和软起动控制器，待机模式跳脉冲比较器，输入和
输出过电压保护,但是为了达到保护的精度，多加一级保护，保护方式由5V输出端用稳压二极管反馈到初级，保护光耦使用TLP627直接下拉VCC电压

考虑UCC28600的启动电流很小，使用0.5W的1M金属膜电阻做启动电阻。

输入级为了能适应电力系统的EMC指标（

EMC指标：1.电源模块的输入与地）之间，能承受1.2/50μs、开路试验电压为5kV的标准雷电波的短时冲击电压试验

           2.  能承受GB/T 14598.14-1998第4章规定的严酷等级为3级的静电放电抗扰度试验

       3.能承受GB/T 14598.9-2002中第4章规定的严酷等级的辐射电磁场骚扰试验

      4. 能承受GB/T 14598.10-2007中第4章规定的严酷等级为A级的电快速瞬变/脉冲群抗扰度试验   规定的最高级

      5. 产品应能承受GB/T 14598.18-2007第4章规定的严酷等级为4级的浪涌抗扰度试验  规定的最高级

      6.电源端口应符合GB/T 14598.16-2002中4.1规定的传导发射限值  A级

）

采用一级镍锌材质的磁环，采用一级电感量较大的UF16共模滤波器，外配合压敏电阻。

虽然UCC28600得VCC内部有一只26V的稳压管保护芯片，考虑到安全余量，外部还是使用了一只1N4747A来保护芯片，驱动级内部有限压，就没有再加外部限压稳压管。

主开关使用一只FQPF12N60C来满足要求，输入电容使用长寿命的红宝石BXA-400V-22 两只，次级整流管使用FAIRCHILD的YM2045做整流管，滤波电容使用长寿命的红宝石YXF-16V-1000电解5只，以用来保证电力系统的长寿命要求。

经过高温，低温，EMC等测试，证明UCC28600都能稳定工作。下面是实物图及一些测试波形。

空载波形，测试于变压器次级

轻载已经开始跳周期工作了，属于正常

下面是较轻负载时，

半载时，

满载时，

下面是TI工程师做的波形，

证明设计没啥问题，但是在空载或轻载时发现有轻微的声音，经过变压器改进，此声音能控制在可接受的范围，不晓得，TI的工程师做出来有没有声音喃？

效率跟其他公司的QR做出来差不多。

不错

使用DSP进行数字环路控制

目前电源越来越流行采用数字控制，或者数模混合控制，因为有了数字控制之后，会使得整个电源系统设计更加灵活和简洁，这里简单介绍一下TI的Piccolo TMS320F28032 DSP芯片进行数字环路的设计，对于目前比较流行的LLC谐振拓扑，采用DSP进行环路设计师一个非常不错的选择。众所周知，LLC属于调频控制方式，至今未在公开资料中发现其小信号模型，也就是说，控制对象的传递函数在设计之初是未知的，这给环路设计带来了很大的困难。

所以对于LLC环路的调试，基本上都是先扫出一个BODE图，然后再根据现有的BODE图设计补偿器进行环路补偿，目前对于LLC环路补偿，一般需要采取双零双极的3型补偿电路进行补偿，然而由于LLC拓扑的特殊性，它的环路受到负载的影响很大，而且对于工作频率靠近和远离谐振频率，LLC本身的双极点都会变动，也就是说，LLC的环路会随着工作频率和负载的变化而变化，这样对于传统的3型补偿器，就无法全范围满足环路的幅值裕量和相位裕量，所以在这个时候采用DSP进行数字环路的补偿就显得尤为重要。

采用DSP进行数字环路的补偿，一般采用的是单零点、单极点以及单零单极这几种补偿器，而对于LLC拓扑，建议采用单零单极点控制，这样会更加灵活，我们只有在环路不满足要求的频点处，适当的加入零点或者极点，或者改变单零单极点的增益就能巧妙地解决环路问题，这个单零单极点一般放在低频处，这样还可以提高低频增益，对于输出的纹波都有好处，此时如果还有些点的环路不过，那么可以考虑更加复杂的设计，比如可以采用变零点的方法，可以使用负载或者输入电压作为零点的变量，让零点随着负载或者输入的变化而变化，这样基本上能满足全范围的环路。

对于DSP的数字环路设计就简单介绍到这吧，能力有限，希望大家互相学习。总之，DSP控制是非常灵活的，解决了传统的模拟控制的瓶颈。

  TL103WA在开关电源中的应用  

TL103WA的主要特点：

1、  双运放内建2.5V基准。基准精度可以达到1%。

2、  管脚定义与LM2904完全兼容，通过调整用法可以做到替代应用。

3、  工作电压、工作电流、环境温度等比LM2904更宽。

4、  价格更低，方便易用，更价格竞争激烈的今天，能取得价格优势。

5、  减少外围器件，方便布板和走线。

由以上特点可以决定了TL103WA在开关电源中特别适合做输入过欠压保护、输出过欠压保护、电流放大等应用，在价格竞争激烈的今天可以为我们的设计开关电源提供更大的方便. 我做过这么一个应用：输入欠压保护和电源热保护，其中运放一用作输入欠压保护，运放二用作热保护。以下两点是需要特别注意的。

1、交流输入的电压取样：电压取样点一定要在整流桥的输入通过2支二极管分别从L、N取样，这样电源的欠压保护点受负载的变化影响很小，从0到100%负载，欠压保护点变化大概有1V左右。

2、热保护的采样是通过NTC电阻在变压器的线包上面取样。一般情况下可以确保电源不会因为过热而损坏。用运放做热保护有2点好处：1）可以随意调节温度的回差。 

   2）与温控继电器相比能有效降低成本。

3、基准脚需要接一小陶瓷电容，0.1μF即可，不能太大。

使用TPS54160设计高可靠性直流5V稳压电源

  各位电子行业同仁，大家好，直流5V电源对于电路板设计人员来说，并不陌生，最早期从模拟电子技术的L7805设计直流5V电源来说，这样的电路已经非常常见了，但面对外部输入电压波动较大，负载变化较大时，输出电压仍然满足稳定输出DC5V电压和1A，而且电源长期存在于温度较高的工作环境条件下，要设计出这样一个高可靠性的电源，利用L7805显然不够，这里就需要使用开关稳压电源。这里就把我做高可靠性稳压电源的经验和遇到的问题介绍给大家。

    刚开始的时候使用LM2575-5.0芯片做开关稳压电源的方案，外部采用220-24V变压器，然后经过整流滤波后，进入开关稳压电路LM257-5.0，再有电感变化后输出稳定的直流5V电源。原理电路和做好后的电路板如图;

做好的PCB电路如图：

经过一段时间的使用，用户反映产品有诸多问题，其中最纠结的问题有两个：1、产品电源很容易损坏，有个别地方竟然是整批一起损坏。2、单片机莫名其妙的复位，产品神出鬼没的重启。在产品问题反馈后，对LM2575-5.0抽取20只进行耐压性测试和功能性测试，

自耦调压器的输出接电源板的输入，将6欧电阻接在LM2575输出端， 当LM2575输出5V时，输出电流为833mA，调节自耦调压器的输出电压（0V~50V），经全桥整流滤波后，对应的LM2575输入电压为（0V~65V）。最终保持输入电压DC65V，输出800mA 15分钟LM2575-5.0的测试结果如下表;

序号 AC24V输入测试 耐压测试结果

1 正常 正常

2 正常 正常

3 正常 在输入电压为DC55V时，损坏，封装开裂

4 正常 在输入电压为DC56V时，损坏，封装开裂

5 正常 正常

6 正常 在输入电压为DC58V时，损坏，封装开裂

7 正常 在输入电压为DC54V时，损坏，封装开裂

8 正常 正常

9 正常 在输入电压为DC55V时，损坏，封装开裂

10 正常 正常

从元件库抽检的20片批号为JM93RP的插装LM2575 ，均没有发现入库时即损坏的芯片。耐压测试时，批号为JM93RP的插装LM2575，测试10片，损坏5片，损坏率为50%。仔细查看LM2575-5.0的技术手册:

对于标准型LM2575，最大的耐压值是45V,实际电路中采用220-24v变压器，AV24V变压器是标称值，实际测量AV29V，经过蒸馏滤波后，在LM2575的输入端电压时DC40.6V，已经处于LM2575的临界工作环境。

     另外又进一步对负载变动时输出端稳压的测试用示波器测量LM2572-5.0的输出端，当带负载的DC3.3V电机开始工作时，经过LM2775经过LM1117-3.3输出电压出现跌落，电压能够降低到2.7V以下。电压降低，有时候会导致单片机复位。

为了克服输入电压增大损坏LM2575芯片和负载变化时电压跌落，先尝试使用了LM2575HV系列的芯片，虽然输入电压问题有所改进，但负载变化时电压跌落问题没有解决。最后终于尝试使用TPS54160DGQR来设计高可靠性稳压电源。数据手册中，TPS54160的极端技术参数如下:

3.5-V 到 60-V 的宽电压输入范围，1.5-A电流输出,，这些条件，均优于LM2575，经过原理图和PCB板的制作，如下图;

做出的实际电路板如图：

经过进一步的测试，输入电压最高可以达到DC72V，没有损坏，DC5v电压输出稳定，没有出现电压跌落现象，一次性检测效率为83%

以上就是适应高温恶劣环境下的直流稳压电压的设计，大家可以借鉴电路和经验对大家有所帮助。

本人刚接触数字电源，适逢TI公司举办“TI电源和我的设计之路”活动，下面和大家分享一个数字电源入门级设计。目的是使大家对数字电源有所了解，希望和大家共同学习数字电源。

1．设计指标：

   输入电压：Ui=15-20V

   输出电压：Uo=5V/1A

   工作频率：50KHz

   控制芯片：TMS320F2812

   控制方式：电压模式[PI]

2．总体方案

    总体方案介绍：【主控芯片选择TI公司的TSM320F2812】，该芯片CPU主频高达150MHz，片内含有丰富的外设资源，12位ADC采样模块、PWM模块等，方便数字电源设计。输出电压通过电阻分压，经过电压跟随器【运放选择TI公司的OPA2344】，送入芯片的ADC采样模块，与给定电压比较产生误差电压，经过PID调节后，控制PWM输出占空比。PWM信号经过驱动电路【驱动芯片选择TI公司的LM5101】,驱动BUCK电路开关管，使输出稳定。

3．具体电路

4．实验调试

   具体实验调试如下：

5．设计心得:

        TI公司的TSM320F2812，片内含有丰富的外设资源，12位ADC采样模块、PWM模块等，用来设计数字电源十分方便。还有TI公司的驱动芯片LM5101，逻辑电平为TTL电平，十分适合做数字控制芯片的驱动，同时把给自举电容充电的二极管集成到了芯片内部，外围电路更加简单。